Разные схемы
В данной главе в тематически произвольном порядке представлено множество интересных схем, различных по назначению и сложности, с рабочими частотами от звукового спектра до нескольких ГГц. Каждая схема сопровождается исключительно кратким пояснительным текстом. В меньшей степени это связано с отсутствием места, а скорее объясняется большим количеством представленных весьма информативных вариантов одной и той же схемы.
13.1. Широкополосный тракт приемника прямого преобразования
Его принципиальная схема, включающая смесительный детектор и малошумящий предусилитель НЧ, представлена на рис. 13.1. Эффективная помехоустойчивость соответствует смесителю среднего уровня; коэффициент шума при введении трех-контурного полосового ВЧ-фильтра составляет 10...12 дБ. Предусилитель НЧ с Gu < 30 дБ обеспечивает независимость параметров тракта от характеристик следующих каскадов. К сожалению, для частот < 14 МГц оба трансформатора должны быть перерассчитаны.
13.2. Фильтры на любительские КВ-диапазоны
Их структура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики элементов приведены в табл. 13.1 и на рис. 13.2. Необходимые сведения о избирательности таких фильтров можно найти в разд. 3.3. Применение кольцевых сердечников с их исключительно малыми полями рассеяния практически исключает нежелательные связи между катушками при плотном монтаже.
13.3. LC-генераторы на микросхеме МС1648Р
Основные схемы для двух частотных диапазонов представлены на рис. 13.3; указанное значение частоты, разделяющее эти диапазоны, нужно рассматривать как весьма условное. За счет внутренней АРУ микросхемы выходной сигнал поддерживается на неизменном уровне вблизи 0 дБм. В одном из реализованных вариантов с варикапной настройкой частоты спектральная плотность фазовых шумов оказалась равной » — 130 дБ/Гц при расстройке 10 кГц на частоте около 30 МГц; в этом отношении схема, приведенная на рис. 13.3 справа, немного хуже. Нестабильность частоты практически определяется только характеристиками используемых внешних элементов.
На рис. 13. 4 иллюстрируется возможный вариант задающего генератора. Уровень выходного сигнала этого генератора Р0 = + 13 дБм, выходное сопротивление равно 50 Ом в широкой полосе частот; он может работать на кольцевой смеситель среднего уровня. Частота генерации определяется номиналами элементов колебательного контура, связанного с микросхемой МС1648Р.
До пяти генераторных ИС этого типа можно соединять параллельно на выходе. Получающаяся схема соответствует аналогичной “аддитивной” схеме на SL1680C, рассматриваемой в разд. 13.8.
13.4. Н Ч -тракт с АРУ и активным телеграфным фильтром
Эта схема, представленная на рис. 13.5, отлично подходит для простого приемника без АРУ ПЧ. За счет возможности ослабления сигнала в ВЧ-тракте (максимально на 40 дБ) с помощью регулировочного резистора и с учетом диапазона регулирования усиления, обеспечиваемого микросхемой SL6270C, удается скомпенсировать практически все возникающие при приеме сигналов замирания.
Двухкаскадный телеграфный фильтр Баттерворта с центральной частотой около 1 кГц при скорости передачи примерно до 100 бит/мин показывает хорошие свойства; при более высоком темпе телеграфных посылок нужен более широкополосный фильтр. Диоды на входе микросхемы SL6270C предотвращают ее перегрузку при непредвиденных выбросах величины сигнала.
13.5. Биквадратный узкополосный (пропускающий или режекторный) НЧ-фильтр
Представленная на рис. 13.6 схема фильтра с полосой пропускания 50 Гц, перестраиваемого по центральной частоте, применяется, главным образом, для целей режекции (фильтр-пробка); для телеграфного пропускающего фильтра она непригодна: слишком узка полоса пропускания и, кроме того, слишком резок максимум на центральной частоте.
На рис. 13.7 приведены характеристики этого фильтра в режиме пропускания, а на рис. 13.8 в режиме режекции.
13.6. Узкополосный (пропускающий или режекторный) Н Ч-фильтр с модифицируемой характеристикой
На рис. 13.9 приведена его схема, а на рис. 13.10-типичные характеристики в режиме пропускания.
Ширина полосы (пропускания или режекции) В на уровне — 3 дБ связана с добротностью фильтра QF соотношением В = fm/QF, где fm - центральная частота фильтра, которую мы можем изменять в пределах 300...2700 Гц. Для приема телеграфных сигналов максимум пропускания, вообще говоря, довольно резок; с другой стороны, для практических применений очень привлекательны модифицируемые режекторные свойства этого фильтра.
13.7. Двухкаскадный активный телеграфный НЧ-фильтр
Его принципиальная схема представлена на рис. 13.11, типичные характеристики иллюстрируются на рис. 13.12.
Подстройка характеристики фильтра к баттервортовскому типу осуществляется с помощью переменного резистора на входе второго операционного усилителя. К сожалению, при ширине полосы пропускания 50 Гц надежно принимаются телеграфные посылки с темпом до 30 бит/мин; таким образом, здесь мы имеем дело с исключительно редким объектом.
13.8. Кварцевые генераторы на микросхеме SL1680C
На рис. 13.13 представлены основные схемы для разных частотных диапазонов и различных нагрузок (см. табл. 13.2).
Внутренняя АРУ микросхемы обеспечивает постоянный уровень выходной мощности, не зависящий от добротности кварцевого резонатора. Полная нестабильность частоты приблизительно соответствует нестабильности частоты резонанса самих кварцевых резонаторов (см. табл. 13.3); в этом отношении другие типы генераторов чаще всего имеют заметно худшие характеристики.
Спектральная плотность фазовых шумов в среднем составляет около - 100 дБ/Гц при расстройке 10 кГц в генераторах с возбуждением кварца как на основной, так и на высших гармониках: для некоторых применений эта величина слишком велика.
На рис. 13.14 иллюстрируется возможность объединения (по выходу) нескольких представленных на рис. 13.13 структур. Выходное напряжение возрастает при увеличении сопротивления нагрузки и достигает при RL > 1 кОм по меньшей мере 0,1 В.
13.9. Высокоэффективный избирательный усилитель ПЧ
Данный усилитель ПЧ (его принципиальная схема представлена на рис. 13.15) по своей помехоустойчивости подходит для использования со смесителем среднего уровня (и с диплексером в качестве интерфейса).
Эффективное значение коэффициента шума — 5 дБ. Вместо указанного на схеме фильтра ПЧ можно применить фильтр другого типа и с другой шириной полосы пропускания, необходимо только, чтобы его входное и выходное сопротивления имели величину 500 Ом; в противном случае придется соответствующим образом изменить коэффициент трансформации используемых трансформаторов. Непосредственным продолжением этого тракта могут быть, например, схемы на рис. 13.1 и 13.5; получающаяся конфигурация имеет вполне приемлемые экономические “показатели” и весьма интересна в отношении реализуемых качественных характеристик.
13.10. Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц
Фильтры этого типа интересны тем, что их можно реализовать на очень дешевых кварцевых резонаторах. Можно, например, применить СВ-резонаторы, возбуждаемые на третьей гармонике (основного колебания) с частотой 9 МГц. На рис. 13.16 приведены схемы и указаны номиналы элементов для некоторых возможных реализаций двух-, трех- и четырехрезонаторных фильтров этого типа в расчете на ширину полосы пропускания для SSB-телефонной связи; на рис. 13.17 показаны их типичные несимметричные характеристики (это ярко выраженные LSB-фильтры, выделяющие нижнюю боковую полосу по ПЧ).
Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внешние и внутренние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.
13.11. Двунаправленный избирательный усилитель ПЧ
Эта схема представлена на рис. 13.18; здесь мы имеем дело с типичной структурой трансивера. Коэффициент усиления по мощности GP » 0 дБ, т. е. затухание, вносимое фильтром, компенсируется усилением транзистора Т1. Можно считать, что коэффициент шума равен 2 дБ; на эту величину оказывается выше эффективное значение F для следующих каскадов.
Переключение тракта с приема на передачу (TX/RX) или обратно производится с помощью язычковых реле, на что нужно обратить внимание при конструировании других переключающих устройств.
13.12. Кварцевые Х-образные фильтры на 9 МГц
На рис. 13.19 представлены двухрезонаторная и четырехрезонаторная структуры; они известны как половинный и полный Х-образный фильтр соответственно. Их расчет отвечает расчету фильтров Чебышева с Ар = 0,1 дБ; результирующее эффективное значение Ар равно примерно 1 дБ. Избирательность фильтров иллюстрируют характеристики на рис. 13.20; в отличие от лестничных структур кривые строго симметричны.
Х-образные фильтры можно реализовать только на высококачественных резонаторах; общие сведения о таких резонаторах дает табл. 13.3. Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внутренние и внешние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.
13.13. Двунаправленный усилитель ПЧ и модем
Эта схема представлена на рис. 13.21. Для усилителя IPi3 = — 5 дБм, КРi = — 16 дБм, F » 3 дБ и Gp = 20 дБ; для модема IPi3 = + 13 дБм, KPi = + 2 дБм и А, = 6 дБ. Переключение тракта с приема на передачу и обратно посредством язычковых реле является принципиальным.
13.14. Генератор несущей на частоты <12 МГц
Его схема приведена на рис. 13.22. Выбор кварцевого резонатора, соответствующего верхней или нижней боковой полосе, осуществляется с помощью коммутирующих диодов. Мощность сигнала несущей на выходе генератора + 7 дБм; с этой выходной мощностью он может работать на низкоуровневый кольцевой смеситель, например на модем из предыдущей схемы. Кварцевые SB-резонаторы на указанные частоты относятся к недорогим доступным компонентам (в частности, KVG). Верхняя рабочая частота 12 МГц определяется генераторным транзистором Т1.
13.15. Высокоэффективный избирательный усилитель ВЧ
Схема тракта, состоящего из ВЧ-аттенюатора, полосового фильтра третьего порядка и собственно усилителя, приведена на рис. 13.23 (см. табл. 13.4). Для частотной селекции можно также использовать другие структуры и соответствующие им расчеты, которые в большом количестве представлены в разных местах данной книги.
13.16. Широкополосный усилитель мощности с Р0 < + 20 дБм
Этот усилитель мощности ( его принципиальная схема приведена на рис. 13.24) может работать на кольцевой смеситель очень высокого уровня. К его недостаткам относятся довольно большой коллекторный ток и плохая развязка между входом и выходом (около 2 дБ), к достоинствам-априорно высокая электрическая устойчивость. Для транзистора в корпусе SOT-48 нужен достаточно эффективный радиатор охлаждения.
13.17. Двунаправленный широкополосный усилитель
В отличие от двунаправленных усилителей, описанных в разд. 13.11 и 13.13, данный усилитель, принципиальная схема которого приведена на рис. 13.25, обеспечивает бесконтактный выбор направления прохождения сигнала; это направление автоматически определяется при подаче напряжения сигнала на вход соответствующего транзистора. Усилитель отличается высокой эксплуатационной надежностью.
Структуры подобного типа в разных вариантах широко применяются в ПЧ- и ВЧ-трактах военных трансиверов производства США (в качестве модульных звеньев в тонкопленочных гибридных схемах).
13.18. Высокоэффективные блоки фильтров на частоты < 30 МГц
Представленные на рис. 13.26 и 13.27 устройства удовлетворяют самым высоким требованиям, которые обычно предъявляются к ВЧ-селекторам с широкой полосой пропускания. Тем более интересны приведенные здесь подробные данные по их конструктивным элементам. Затраты: 132 компонента и много места-по цене и товар...
13.19. Селектор на 1,6...30,0 МГц
Эта схема (рис. 13.28) заимствована из связного приемника одной из последних разработок. Здесь вместо регулятора на p-i-n-диодах (располагаемого в тракте ПЧ) применен ВЧ-аттенюатор, управляемый системой АРУ. За таким широкополосным селектором - “шириной с амбарные ворота”-должен следовать смеситель очень высокого уровня.
Реализация подобных устройств связана с довольно большими затратами. С другой стороны, недвусмысленно предполагается возможность экспериментирования с высокими частотами.
13.20. В Ч-тракт на частоты < 30 МГц (ПЧ = 80 МГц)
Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта профессионального приемника на диапазон 10 кГц...30 МГц представлена на рис. 13.29.
Для разгрузки смесителя ( очень высокого уровня) используется преселектор; он разбит на три секции - по трем характерным поддиапазонам (в этом отношении нужно ориентироваться на рис. 1.1). Дополнительный ВЧ-селектор в особенности способствует подавлению зеркальных каналов приема на частотах 160... 190 МГц.
Настоящая книга дает исключительно информативный и ни в коем случае не односторонний обзор современной практической схемотехники профессиональных КВ-приемников. В этой связи становится совершенно очевидным, что все то, о чем здесь идет речь, делается везде скорее одинаково, чем по-разному...
13.21. ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем
На рис. 13.30 мы видим “продолжение” принципиальной схемы широкополосного тракта, приведенной на рис. 13.29. Хотя данный приемник разработан совсем недавно, в нем в качестве первого АРУ-аттенюатора еще применяется регулятор на p-i-n-диодах; в отношении обеспечения высокой помехоустойчивости приемника это, как показывает опыт, не самое удачное решение проблемы АРУ для данной-во всем остальном высококачественной конструкции. Напротив, помехоустойчивость второго смесителя наверняка всегда оказывается чрезмерно высокой.
Подобные критические замечания могут вызвать по меньшей мере резкий протест со стороны разработчиков этого приемника; с другой стороны, не было причины оставлять без внимания предоставленные специфические данные.
13.22. Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц
Эта схема, представленная на рис. 13.31, по всем параметрам соответствует современному уровню техники высококачественных приемных устройств. При ПЧ = 45 МГц для всех видов связи с шириной полосы > 1 кГц лучше всего использовать однократное преобразование частоты. Для fе-порта IР3 = + 30 дБм, как и значение соответствующего параметра для смесителя; напротив, значение параметра КР » + 8 дБ определяется характеристиками усилителя.
Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.23. ПЧ-тракт на 45 МГц
Принципиальная схема тракта приведена на рис. 13.32; это еще один яркий пример современной высококачественной конструкции.
С необходимостью предполагается, что данный тракт является “нагрузкой” смесителя очень высокого уровня с IPi3 » + 30 дБм и работает на активное (в широкой полосе частот) сопротивление 50 Ом.
Подобные структуры следует всегда использовать с соответствующим образом рассчитанным ВЧ-аттенюатором, управляемым системой АРУ приемника. Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.24. Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем собственных шумов
Этот усилитель имеет довольно простую структуру (рис. 13.33) и не требует каких-либо специальных приемов монтажа. Нужно, однако, обратить внимание на соединительные провода, которые должны иметь минимально возможную длину. Частотные зависимости параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.34.
Данный усилитель в особенности подходит для DX-связей в относительно “малошумящей” области спектра f > 20 МГц. При использовании высокоэффективной избирательной направленной антенны рекомендуется непосредственное (т.е. без промежуточных селекторов) соединение усилителя с антенной. Следует также учесть, что усилитель должен работать на 50-омную нагрузку; он имеет относительно высокое выходное сопротивление. Оптимальной здесь представляется следующая структура приемного тракта: избирательная направленная антенна, короткий антенный кабель, рассматриваемый усилитель, в качестве его нагрузки усилитель на полевом транзисторе по схеме с общим затвором с входным сопротивлением 50 Ом и эффективным Gp » 2...3 дБ, ВЧ-селектор, соответствующий требованиям по ПЧ-селективности и подавлению зеркальных каналов приема, и кольцевой смеситель среднего уровня. Учитывая наличие внешних шумов, схемы рассмотренного типа можно считать абсолютно оптимальными. И только для космической связи могут оказаться более предпочтительными усилители на GaAs полевых транзисторах.
13.25. Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц
Усилитель, принципиальная схема которого представлена на рис. 13.35, предназначен главным образом для измерительных целей.
Частотные зависимости его параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.36.
Реализация подобных высокочастотных широкополосных структур-очень трудная задача. Все нагружаемые ВЧ-сигналом конденсаторы и сопротивления должны быть в бескорпусном исполнении; наряду с этим необходимо обеспечить минимальную длину всех соединительных линий и заземление по ВЧ в строго определенных точках. Частотная характеристика усилителя непременно будет неравномерной, поскольку в этом отношении он может проявить себя с самой неожиданной стороны. Тем не менее для лабораторных исследований это исключительно нужный объект.
13.26. Однодиапазонный КВ-приемник прямого преобразования на диапазоны 15, 17 или 20 м
Принципиальная схема этого гетеродинного телеграфного приемника прямого преобразования приведена на рис. 13.37. В качестве гетеродина используется перестраиваемый кварцевый генератор, который гарантирует необходимую (для обеспечения минимальной ширины полосы пропускания НЧ-фильтра) стабильность частоты; используемый НЧ-фильтр позволяет принимать телеграфные сообщения с темпом передачи только до 50 бит/мин (типичные скорости для DX-связей). Подстроечные конденсаторы С4 и С6 служат для установки устойчивого автоколебательного режима.
В табл. 13.5 приведены основные характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства схемы, а на рис. 13.38 показана схема намотки _ катушки ВЧ-фильтра.
Здесь мы имеем дело с кварцевым генератором последовательного резонанса; приблизительно третья часть его диапазона перестройки лежит ниже номинальной частоты резонанса кварца. Если минимальное значение емкости конденсатора С1 окажется меньше 6 пФ, следует добавить конденсатор СЗ с соответствующим (дополняющим до 6 пФ) значением емкости. Нужно также непременно обратить внимание на обеспечение минимального значения емкости, шунтирующей кварцевый резонатор; наилучшие результаты достигаются при непосредственной “бескорпусной” впайке резонатора в схему.
На рис. 13.39 иллюстрируется другой возможный вариант гетеродина.
По сравнению с генератором на рис. 13. 37 это даже еще более удобный объект для изготовления в любительских условиях; к тому же его выходное напряжение » 0,15 В как раз соответствует требуемому уровню сигнала на гетеродинном входе смесительного детектора.
Данный приемник носит главным образом экспериментальный характер, в частности его можно рекомендовать в качестве первого учебного объекта для начинающих радиолюбителей. В связи с этим наиболее приемлемым выглядит его реализация на перфорированной плате со стандартным шагом (2,5 мм) сетки монтажных отверстий и точек пайки. Эту плату необходимо обязательно поместить в хорошо экранирующий корпус. Конденсатор переменной емкости (поворотного типа) содержит точный привод с коэффициентом передачи > 1:6; между осью конденсатора и приводом должна быть вставлена эластичная муфта.
Этот приемник в принципе можно использовать на всех КВ-диапазонах от 10 до 160 м. Два его основных параметра: F » 15 дБ и 1Р3 » + 8 дБм; при этом чисто расчетное значение параметра DB3 оказывается равным » 98 дБ. Такой динамический диапазон, однако, реально достижим только при использовании гетеродина с весьма низким уровнем шумов (например, по схеме на рис. 13.37); с другой стороны, нужно принять во внимание довольно интенсивные внешние шумы (см. рис. 1.1), с учетом которых “нетто”-чувствительность приемного тракта все равно вряд ли можно реализовать.
13.27. Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C
На рис. 13.40 и рис. 13.41 представлены соответственно его принципиальная схема и амплитудные характеристики.
Диапазон регулирования можно изменять в пределах 20...60 дБ путем выбора соответствующих значений Rf и Cf; для использования в приемниках выбирается максимальный диапазон АРУ. Компоненты Rf и Cf определяют также частотную характеристику усилителя (примерно 300...3000 Гц).
Постоянные времени цепи регулирования определяются номиналами элементов R, и С,. При Ct = 47 мкФ и R, = 1 МОм время срабатывания (включения) составляет » 20 мс, время спада (отключения) -1 с (в обоих случаях при изменении уровня регулируемого сигнала на 20 дБ).
Номиналы элементов R, и С,, и постоянные времени находятся в прямой пропорциональной зависимости. Величина R, может изменяться в пределах 470 кОм...1,5 МОм, Сt ? 4,7 мкФ.
13.28. Однодиапазонный КВ-приемник на диапазоны 15, 20 или 80 м с ПЧ = 9 МГц
Данный приемник еще один - наряду с приемником прямого преобразования из разд. 13.26-типичный “объект для начинающих”. В принципе он пригоден для использования на всех диапазонах от 10 до 160 м.
В первую очередь на рис. 13.42 представлена принципиальная схема приемного тракта; характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства тракта, а также данные по ослаблению зеркальных каналов приема и ПЧ приведены в табл. 13.6.
Принципиальные схемы гетеродина и генератора несущей приведены на рис. 13.43; информация о частотноопределяющих элементах гетеродина (перестраиваемого генератора) содержится в табл. 13.7. Кварцевые резонаторы Q1...5 выбираются на частоту (9 ± 0,02) МГц (СВ-тип); разброс частот резонанса для всех используемых экземпляров (в том числе и для резонатора в генераторе несущей) не должен превышать 200 Гц. Кварцевый лестничный фильтр обеспечивает ширину полосы, необходимую для телефонной SSB-связи; для телеграфной связи можно применить НЧ-фильтр с шириной полосы 100 Гц.
Нужно обеспечить экранирование генераторов друг от друга и каждого в отдельности от других блоков приемного тракта; для этого вполне достаточны разделительные перегородки.
Проанализируйте, принимая во внимание рис. 11.1, выбор диапазона частот гетеродина. В соответствии с этим рисунком в диапазоне 80 м принимается нижняя боковая полоса (LSB), а в обоих коротковолновых диапазонах-верхняя боковая полоса (USB). Именно такой способ практикуется в любительской радиосвязи: настройка гетеродина на прием LSB при f < 10 МГц и на прием USB при f > 10 МГц.
13.29. Модем с ТХ- и RX-усилителями НЧ
Как видно из рис. 13.44, DSB/SSB-модулятор и -демодулятор реализованы на одном-общем для обоих - среднеуровневом кольцевом смесителе, который через ФНЧ-диплек-сер связан с усилителем мощности модулирующего сигнала (передача) и с предуси-лителем НЧ (прием); каждый усилитель построен на одном интегральном ОУ.
Вместо двух отдельных микросхем NE5534 можно использовать сдвоенный ОУ NE5532; способ подключения этой микросхемы хорошо виден из рис. 13.42.
13.30. Активный модем для трансивера
Принципиальная схема этого DSB/SSB-модема, работающего на частотах до 75 МГц, представлена на рис. 13.45. Уровень несущей (при передаче) можно минимизировать с помощью подстроечного резистора; на частотах < 12 МГц обеспечивается ее подавление приблизительно на 60 дБ. Сопротивления резисторов R*, присоединенных к выводу 5 микросхем, составляют 750 Ом...1,5 кОм при напряжении питания 6...8 В. Таким образом, gu = 0...2 дБ в расчете на одну из двух боковых полос ft + fm или ft + fz (при передаче или приеме соответственно).
Полезным дополнением является относительно небольшая стоимость подобных устройств. Вместо микросхемы SL1641 можно использовать ее аналоги: МС1496 и TL442; для последних, правда, нужны внешние схемные элементы, приводящие к некоторому удорожанию конструкции.
13.31. Усилители на УКВ и ДМ В диапазоны на полевых GaAs-транзисторах
Усилители на элементах с барьером Шотки позволяют получать в спектральном диапазоне до 1 ГГц коэффициент шума 0,4...0,8 дБ при усилении 20...25 дБ. В противоположность отличным шумовым характеристикам значения параметров IPi3 и КР; весьма малы - всего лишь примерно — 5 и — 14 дБм соответственно; однако для связей, осуществляемых сигналами, распространяющимися вне земной поверхности, при использовании остронаправленных антенн данный факт не имеет сколь-нибудь существенного значения (как это может показаться на первый взгляд).
На рис. 13.46. приведена принципиальная схема первого усилителя. Он может работать в частотном диапазоне 100...200 МГц; при оптимальной подстройке конденсаторов С1 и С2 коэффициент шума F » 0,5 дБ, коэффициент усиления GP » 24 дБ.
Здесь-как и вообще в случае усилителей данного типа - нужно принять во внимание, что устойчивость усилителя обеспечивается только при использовании узкополосных антенн и активной (в широкой полосе частот) номинальной нагрузки (с допуском + 30%).
Кроме того, как входной, так и выходной импедансы усилителя всегда оказываются слишком большими (> 1 kOм), в результате чего исключается возможность непосредственного каскадного соединения подобных устройств; действительно, такое соединение повлекло бы за собой большую вероятность самовозбуждения и при известных условиях привело бы к “выгоранию” транзисторов.
В качестве “нагрузки” для рассматриваемого усилителя на GaAs полевых транзисторах особенно рекомендуется схема, представленная на рис. 13.47.
Во-первых, она позволяет реализовать совершенно определенные требования по нагрузочному импедансу усилителя, а во-вторых, обеспечивает очень хорошую развязку усилителя с последующими каскадами. Коэффициент усиления этой схемы GP » 0 дБ, коэффициент шума F » 2 дБ. Таким образом, эффективные значения параметров GP и F для каскада, состоящего из усилителя и его развязывающей нагрузки, оказываются равными » 24 дБ и 0,5...0,6 дБ соответственно. Если, например, этот каскад включить на входе приемника с коэффициентом шума F = 5 дБ, то коэффициент шума всей системы снизится до 0,6...0,7 дБ; уровень шума в полосе частот шириной 500 Гц снижается при этом от - 142 дБм (18 нВ/50 Ом) до - 146,3 дБм (11 нВ/50 Ом).
Принципиальная схема еще одного усилителя на полевом транзисторе представлена на рис. 13.48. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне 350...500 МГц с коэффициентом шума 0,8...0,9 дБ и усилением 20 дБ.
В качестве согласующе-развязывающей нагрузки этого услителя можно использовать схему, представленную на рис. 13.49. Она характеризуется параметрами F = 4 дБ и GP = 3 дБ. В результате для системы, состоящей из усилителя (рис. 13.48), его развязывающей нагрузки (рис. 13.49) и приемника с принятым выше значением F = 5 дБ, коэффициент шума не будет превышать 1 дБ.
Обратим внимание, что реализация подобных устройств, и особенно усилителей на полевых GaAs-транзисторах, возможна только при наличии большого опыта в конструировании ВЧ-устройств. Непременным условием является также использование соответствующей высококачественной измерительной аппаратуры.
Внимание! В усилителях на полевых GaAs- транзисторах не должно быть кабельных соединений с эффективной длиной n * l ,/4, где n-нечетное число. Из-за неизбежного рассогласования внутри усилителя они приводили бы к нежелательным преобразованиям импедансов и, как следствие, к повышению уровня собственных шумов, слишком малому или слишком большому усилению, а также к неустойчивости усилителя вплоть до его самовозбуждения. По возможности следует выбирать эффективную длину, точно равную или кратную l /2. В связи с этим настоятельно рекомендуется также применение узкополосных антенн, о чем уже говорилось выше.
13.32. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах
Принципиальная схема этого активного смесителя представлена на рис. 13.50. Его параметры: IPi3 = + 33 дБм, КР, = + 15 дБм, GP = + 2 дБ и F = 8 дБ в расчете на Pu = + 20 дБм.
Значения параметров IP, KP и GP характеризуют его как смеситель очень высокого уровня, однако в отличие от рассмотренного в разд. 3.1 соответствующего кольцевого смесителя на диодах Шотки данная схема усиливает сигнал. Эффективные значения коэффициента шума для обеих структур примерно одни и те же. Недостатки рассматриваемого здесь смесителя по сравнению с диодным кольцом-потребление тока и усиление мощности, которое может привести к перегрузке следующих за ним каскадов, а его преимущество-относительная нечувствительность к непосредственному присоединению узкополосных схем.
Трансформатор U1 выполнен по схеме на рис. 6.2,а, а трансформаторы U2 и tJ3 -по схеме на рис. 6.2,в. Полевые транзисторы нужно подобрать по одинаковому току стока с разбросом не более 10%; затем подбираются сопротивления резисторов R в истоковых цепях транзисторов, обеспечивающие установку полного тока стока величиной около 60 мА (указанное значение R = 133 Ом относится к данным первоисточника). И наконец, нужно подать на смеситель сигнал гетеродина и, изменяя Рu, установить суммарный ток стока на уровне “85 мА.
Монтаж смесителя нужно выполнять строго симметрично проводами минимальной длины.
Необходимо обеспечить одинаковые температурные условия для полевых транзисторов; примите во внимание, что корпус транзистора 310 соединен с затвором. Данный смеситель рассчитан на работу с 50-омной активной нагрузкой; его выходной импеданс (по отношению к fz-nopTy) “ 300 Ом.
13.33. Безотражательная схема согласования смесителя и фильтра ПЧ
Принципиальная схема этого полностью пассивного устройства, предназначенного для работы на частоте 40 МГц (ПЧ), представлена на рис. 13.51.
Данная согласующая структура работает следующим образом. Формирующий смесителем сигнал ПЧ сначала проходит через полосовой фильтр-диплексер, который отфильтровывает ненужную компоненту из полного сигнала fe + fu. Гибридный ответвитель U расщепляет полезный сигнал на две энергетически-симметричные компоненты, сдвинутые по фазе на 180° по отношению к фазе сигнала на входе ответвителя. Эти компоненты поступают на фазовые фильтры (каждая на свой фильтр), сдвигающие фазу одной компоненты на — 45°, а другой на + 45°; таким образом, на выходах фазовых фильтров мы будем иметь два равных по амплитуде сигнала с относительным фазовым сдвигом 90°. Спектральные составляющие этих сигналов с частотами, лежащими вне (совпадающих) полос пропускания фильтров А и В, из-за рассогласования импедансной связи с фильтрами на этих частотах будут отражаться и проходить через фазовые фильтры в обратном направлении, получая еще раз фазовый сдвиг — 45° или + 45°; в результате две отраженные компоненты “встречаются” на резисторе RB, имея относительный фазовый сдвиг 180°, и, следовательно, “уничтожают” друг друга. Таким образом, смеситель всегда “видит” нагрузку с 50-омным значением импеданса, даже при разомкнутых портах фильтров (как это показано на рисунке).
На выходах фильтров А и В обе компоненты полезного сигнала ПЧ с относительным фазовым сдвигом 90° снова “сводятся” вместе с помощью гибридного ответвителя, компенсирующего 90-градусный фазовый сдвиг, т.е. суммируются. В качестве фильтров ПЧ в подобных схемах вполне можно применить двухрезонаторные структуры.
Ширина полосы пропускания этих фильтров выбирается в соответствии с требуемым максимальным значением селективности приемника. Очень важное значение имеет обеспечение одинакового времени распространения компонент полного-сигнала в ветвях тракта, причем особое внимание в этом отношении должно быть уделено фильтрам.
Представленная структура, располагаемая за входной частью приемного тракта, состоящего из ВЧ-селектора с Аi = 1 дБ и смесителя с Аi = 6 дБ, при затуханий » 1 дБ, вносимом фильтром ПЧ, и F = 2 дБ для следующего за этими фильтрами усилителя позволяет получить для всего приемника коэффициент шума 10...12 дБ при очень хороших значениях всех других параметров. Системы этого типа-как с усилением по ВЧ, так и без него-обеспечивают реализацию абсолютно оптимальных характеристик приемного тракта.
13.34. Предусилитель ПЧ на 9 МГц с подавителем помех
Первая часть этого устройства, включающая приемный тракт и схему подключения блокирующего звена в приемном тракте, представлена на рис. 13.52.
Входной сигнал ПЧ после предварительной селекции ПФ-диплексером поступает на предусилитель 1. С выхода этого предусилителя сигнал ответвляется на высокоомный вход схемы управления, которая будет описана ниже. Следующий далее (в приемном тракте) блок задержки-четырехрезонаторный кварцевый фильтр-при появлении импульса помехи обеспечивает формирование запирающего импульса для блокирующего звена раньше, чем до этого звена дойдет сигнал помехи. Запирающий импульс вызывает срабатывание одновибратора IC5, выходы Q и Q которого переключаются в состояния высокого и низкого уровней соответственно и через промежуточный усилитель тока IC6 инициируют установку ключа на диодах Шотки в режим блокирования на время длительности выходного импульса одновибратора.
На рис. 13.53 приведена принципиальная схема блока задержки сигнала на кварцевом фильтре; как видно из указанных значений частот кварцевых резонаторов, речь идет об устройстве, построенном на основе элементов с параметрами, выбираемыми внутри гауссовой кривой их распределения.
На рис. 13. 54 представлена принципиальная схема высокоэффективного блокирующего звена, реализованного на восьми диодах Шотки и двух симметрирующих трансформаторах.
Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса приведена на рис. 13.55.
В нормальном состоянии-в отсутствие импульса помехи-усилитель ПЧ с АРУ обладает некоторым относительно небольшим усилением, зависящим от величины сигнала ПЧ на его входе; при этом микросхема IC4-усилитель-ограничитель-работает в режиме ниже своего уровня ограничения. При появлении импульса помехи очень резкое нарастание уровня сигнала приводит к срабатыванию триггера, который в свою очередь запускает одновибратор. Ключ на диодах Шотки блокирует сигнальный тракт. Одновременно в точку D схемы поступает сигнал высокого уровня с выхода Q одновибратора, который сдвигает усиление микросхем IC1 и IC2 к самой нижней границе диапазона регулирования. После окончания действия импульса одновибратора напряжение в точке D возвращается к прежнему низкому уровню, запирающее напряжение (5 В) на обеих регулируемых ИС быстро уменьшается, усилитель переходит в активный режим, и снова устанавливается регулирующее напряжение UAGC, зависящее от уровня входного сигнала.
Разработка подобных устройств-очень трудоемкая задача. Их безупречной работы можно добиться только с учетом свойств всего приемного тракта от разъема подключения антенны до демодулятора и АРУ-генератора. При этом условии рассматриваемую систему (в принципе наиболее оптимальную по замыслу) можно сделать полностью автоматизированной, т.е. с автоматическим регулированием чувствительности и длительности запирающего импульса (также и при наличии эхо-импульсов помехи). Используемое в данном устройстве блокирующее звено обеспечивает > 80 дБ статическое и > 60 дБ динамическое подавление помех; это очень важный критерий, который исключает применение более простых структур.
13.35. Логическое устройство для определения направления вращения
В задающих генераторах синтезаторов частоты, перестраиваемых с помощью вращающейся ручки, чаще всего применяются оптические кодирующие устройства с датчиком направления вращения и формирователем импульсов для счетчика, управляющего делителем частоты в синтезаторе.
На рис. 13. 56 иллюстрируется принцип работы оптического кодирующего устройства, состоящего из диска с прорезанными по его краю щелеобразными отверстиями и двух (инфракрасных) оптических затворов.
Обратите внимание на расположение затворов по отношению к щелевым вырезам на диске. В исходном положении диска оба затвора перекрыты. Если, например, диск начнет поворачиваться по часовой стрелке, то сначала откроется затвор LSI, а уже затем затвор LS2; при вращении против часовой стрелки все происходит в обратном порядке. Теперь дело за тем, чтобы использовать это сдвинутое по времени срабатывание затворов и преобразовать число прошедших перед ними щелевых вырезов в соответствующее число импульсов для счетчика.
Принципиальная схема предназначенного для этой цели логического устройства приведена на рис. 13.57.
Слева показаны оба оптических затвора; на микросхеме IC1 выполнено два компаратора, преобразующих выходные сигналы затворов в цифровую форму; микросхемы IC2 и IC3 детектируют последовательность срабатывания затворов (т. е. направление вращения) и выдают соответствующие импульсы на входы микросхемы IC4. Импульс, приходящий от того затвора, который срабатывает первым, переключает соответствующий триггер и одновременно блокирует второй триггер.
Оптические кодеры-стандартные конструктивные элементы; выпускаются и логические устройства рассмотренного типа в интегральном исполнении.
