Модульная 50-омная схемотехника
При обсуждении схемы широкополосного тракта в разд. 2.1 уже отмечалось, что 50-омная схемотехника - это схемотехника с использованием автономных и дискретных функциональных элементов (часто изготавливаемых в виде отдельных модулей), входной и выходной импедансы которых характеризуются унифицированным значением-50 Ом. Настроенные на строго определенные значения своих функциональных характеристик и подготовленные к работе они могут соединяться друг с другом самым различным образом без каких-либо промежуточных интерфейсных устройств и, таким образом, легко включаются в самые сложные радиотехнические системы. В то же время узлы межмодульной связи, осуществляемой с помощью проводов, коаксиальных кабелей или печатных проводников, являются измерительными и контрольными точками с нормированным импедансом. Это, конечно, немаловажно для начинающих технических специалистов.
Рассчитывая на читателя, пока еще не обладающего достаточным опытом в связной радиотехнике, кратко обсудим некоторые функциональные элементы с 50-омным входным и выходным импедансом, наиболее часто встречающиеся в радиоприемных устройствах. Ниже рассматриваются высокоуровневые широкополосные смесители на диодах Шотки, широкополосные мощные усилители с ООС, а также ВЧ-селекторы с оптимальными характеристиками. Вместе со схемами перечисленных устройств приводятся типичные (для ВЧ-техники) вспомогательные расчетные соотношения, позволяющие использовать эти схемы в качестве основы для практического конструирования радиоприемников; сведения о рекомендуемых к применению схемных элементах можно найти в гл. 14.
3.1. Широкополосные диодные кольцевые смесители
Высоким качественным требованиям вполне удовлетворяют лишь смесители, выполненные по двойной балансной схеме. Предпочтение отдается мощным кольцевым смесителям на сверхбыстродействующих и исключительно малошумящих диодах Шотки.
Качественный уровень смесителя обычно задается величиной IPi3, наряду с этим указывается мощность сигнала гетеродина Рц (величины IPi3 и Рц взаимосвязаны).
Принята следующая классификация:
Очень низкий уровень IPi3 ? + 7 дБм Pu 0 дБм
Низкий уровень +13дБм +7 дБм
Средний уровень +20 дБм +13 дБм
Высокий уровень +25дБм +17дБм
Очень высокий уровень ? +30 дБм ? +20 дБм
Смесители двух первых классов не представляют интереса для использования в широкополосных трактах, поскольку они не обеспечивают требуемой помехоустойчивости. Иногда встречающееся обозначение “Стандартный уровень” в общем относится к низкоуровневым смесителям.
Другими важными параметрами смесителя являются вносимое затухание Ai; коэффициент шума FM и развязка между входами Ах. Величина Аi, обычно составляет 5,5.. .6,5 дБ, причем в соответствии с фундаментальным соотношением для процесса преобразования частоты fz = fu + fh, в которое входят две ПЧ-компоненты, 3 дБ из этой величины приходится на нежелательную и поэтому отфильтровываемую iz-kom-поненту (SSB-сигнал). Как правило, FM » 0,5 дБ, и в силу малости этой величиной чаще всего пренебрегают (или же включают ее в aj). Что касается параметра Ах, то для развязки между входом информационного сигнала и выходом смесителя можно принять ai ? 25 дБ, а для развязки гетеродинного входа с выходом и информационным входом –Ai ? 45 дБ. На частотах свыше 150 МГц с увеличением частоты происходит постепенное нарастание потерь.
Смеситель среднего уровня обычно состоит из двух стандартных симметрирующих гибридных трансформаторов с коэффициентом преобразования импедансов 1:2:2, четырех диодов (по одному на каждый квадрант кольца), а также симметрирующего конденсатора Сn, используемого для оптимизации параметра Ах (и поэтому подключаемого только при необходимости); все это хорошо видно из рис. 3.1.
При p u= + 13 дБм параметры IPi3 и KPi достигают значений + (20.. .22) дБм и + (7.. .9) дБм соответственно. Смесители этого класса можно использовать в приемных трактах с относительно низкоэффективными антеннами (при этом необходима субоктавная преселекция), а также в качестве процессорных смесителей в блоках настройки.
Структура высокоуровневого смесителя очень близка к структуре смесителя среднего уровня; единственное отличие состоит в том, что вместо одного диода в каждый квадрант кольца включаются по два последовательно соединенных диода (рис. 3.2). При Р u = + 17 дБм можно получить IPi3 = + (25.. .27) дБм и КРi = + (13.. .15) дБм. Такие смесители обычно используются в приемных трактах с высокоэффективными антеннами и субоктавными преселекторами.
В типичном смесителе очень высокого уровня в отличие от среднеуровневого смесителя к каждому из четырех диодов последовательно подключено RC-звено, как показано на рис. 3.3.
Реактивное сопротивление каждого конденсатора Сг не должно превышать 50 Ом на самой низкой преобразуемой частоте fu+ fz. При рu= +20 дБм достигаются значения IPi3 = + (30.. .33) дБм и КРi = + (15.. .18) дБм. Эти смесители можно использовать с высокоэффективными антеннами при относительно широкополосной преселекции принимаемых сигналов.
Что касается выбора трансформатора, то здесь мы ориентируемся на схему, приведенную на рис. 3.4.
Данную конфигурацию можно применять в смесителях, относящихся к любому из трех рассмотренных классов. Частотная характеристика трансформатора в точке С (fх-порт) начинается с 0 Гц (!), сюда подается (или снимается) самая низкочастотная из всех фигурирующих в процессе преобразования компонент fe или fz; для двух других портов ширина рабочей полосы частот составляет около пяти октав. Верхняя граничная частота для всех трех портов приблизительно одна и та же.
Особое внимание нужно обратить на следующее.
1. Сигнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается принимаемый сигнал, сигнал гетеродина подается на другой трансформатор; иное включение ни в коем случае не допустимо (критерий-значение параметра Ах).
2. Следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование (фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов; для этого необходим подбор экземпляров с одинаковыми параметрами.
Выбираемые диоды должны обеспечивать стабильный прямой ток величиной около 10 мА при эквивалентных, т.е. отличающихся друг от друга не более чем на 5% значениях прямого напряжения, приложенного к каждому квадранту; в случае смесителей очень высокого уровня все это должно выполняться с учетом последовательно подключаемых сопротивлений Rr. Следует также обеспечить идентичность конструктивного выполнения обмоток трансформаторов.
3. Трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать на монтажной плате строго симметрично и соединять их одинаковыми проводниками минимальной длины. Эффективную симметрию смесителя (чем она выше, тем больше величина Ах) можно улучшить не только с помощью конденсатора Сn; в некоторых случаях можно получить положительный эффект, меняя местами работающие в противофазе обмотки одного из двух трансформаторов (любого); обратите внимание на полярность подключения обмоток!.
4. В отношении согласования импедансов главное внимание нужно уделить fх-порту; в силу своих частотных характеристик fh- и fх-цепи взаимозаменяемы.
5. К порту, с которого снимается сигнал ПЧ, следует подключать полосовой фильтр-диплексер (например, такой, как на рис. 3.5). Он используется в качестве нагрузки с однородным в широкой полосе частот импедансом и уменьшает на 3 дБ мощность сигнала, поступающую на следующий за ним каскад, за счет отфильтровывания ненужной fz компоненты (SSB).
6. Сигнал гетеродина следует подавать в смеситель после предварительного усиления в широкополосном линейном усилителе мощности; элементы селекции сигнала в этом буферном устройстве, естественно, отсутствуют. Значение параметра Ах для fu-фильтра должно быть не менее 10 дБ.
3.2. Широкополосные усилители с ООС
При реализации этих устройств предпочтение отдается схемам на основе мощных малошумящих биполярных СВЧ-транзисторов относительно небольшой стоимости. Высокое значение граничной частоты усиления по току fT » 4.. .4 ГГц у таких транзисторов позволяет создавать на них устройства с верхней рабочей частотой > 1 ГГц и шириной рабочего диапазона частот до десяти октав.
Структура вводимой ООС зависит от назначения усилителя. В тех случаях, когда нужно обеспечить высокую пороговую чувствительность и оптимальную помехоустойчивость, в качестве элементов обратной связи используются не создающие шумов реактивные сопротивления (Х-структура). Если же единственным требованием является достижение максимальной неискаженной выходной мощности, можно применить более простые схемы с активными сопротивлениями в петле обратной связи (R-структура). Такие усилители при относительно небольших значениях тока коллектора 1С ? 60 мА позволяют получить IPi3 = + 40 дБм и + 20 дБм для Х- и R-структур соответственно, причем значения KPi в обоих случаях практически одинаковы и не превышают +10 дБм. Коэффициент усиления мощности GP может достигать 9 дБ и 20 дБ соответственно. Минимальное значение коэффициента шума F для оптимальных по этому параметру схем с ООС Х-типа составляет около 1,8 дБ, для схем с ООС R-типа F > 3 дБ; эти значения в принципе можно обеспечить в диапазоне частот до 150 МГц.
Помимо рассеиваемой мощности и уровня интермодуляционных искажений двумя другими важными параметрами, определяющими выбор транзисторов для рассматриваемых усилителей, являются граничная частота fT и динамический коэффициент усиления тока базы b 0 (на частоте 1 кГц). Верхнюю рабочую частоту усилителя fмakс (на уровне-1 дБ от GP) можно оценить с помощью соотношения fмакс » 10(fT/p0). Расчеты с IС = 10.. .60 мА, учитывающие названные факторы, показывают, что можно использовать такие транзисторы, как, например, BFT 66, BFT 97 и MRF 904 при IС < 20 мА, а также BFR 96(S), MRF 961 и MRF 965 при Ic ? 60 мА. Перечисленные транзисторы в своих классах мощности считаются к тому же самыми малошумящими.
Сначала рассмотрим усилитель с ООС Х-типа, его принципиальная электрическая схема представлена на рис. 3.6.
Подобные структуры используют, в частности, в качестве каскадов предварительного усиления ВЧ и ПЧ в широкополосных трактах приемников с высокой чувствительностью и высокой перегрузочной способностью.
Реализуемые технические характеристики усилителя, а также относительное число витков обмотки W3 трансформатора иллюстрируются графиками на рис. 3.7.
В принципе эти характеристики можно улучшить, однако это достигается только при использовании дополнительных согласующих элементов. Расчет и изготовление стандартного трансформатора можно производить на основе рис. 3.8; ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - около пяти октав.
В отношении усилителя с рассматриваемым типом ООС особое внимание нужно обратить на следующее.
1. Отличие величин сопротивлений источника сигнала и нагрузки (R1 и R2 соответственно) от номинального значения 50 Ом не должно превышать 30%, в противном случае могут возникнуть паразитные колебания, связанные, в частности, с нежелательными реактивными составляющими. В этом отношении стабилизирующее действие оказывает ферритовая бусинка (FP; см. рис. 3.6), надеваемая на коллекторный вывод транзистора. Конкретный характер работы усилителя в том или ином применении зависит, разумеется, от его конструкции и в определенной степени от подключаемых к нему внешних цепей.
2. Величины параметров IP весьма чувствительны к характеру распределения витков обмоток трансформатора по периметру сердечника. В худшем случае возможно уменьшение IР3 на 3 дБ. Оптимальные значения параметров IP чаще всего достигаются при неравномерной намотке скрученными проводами.
Принципиальная электрическая схема усилителя с ООС R-типа представлена на рис. 3.9.
Типичные примеры использования подобных структур-усилители ВЧ и ПЧ, а также линейные усилители мощности в гетеродинных цепях. Графики на рис. 3.10 иллюстрируют реализуемые технические характеристики данного усилителя;
два набора расчетных кривых для приведенных комбинаций сопротивлений резисторов Re и Rf задают границы изменения соответствующих параметров при допустимых (в весьма узких пределах) изменениях входного и выходного сопротивлений усилителя. Расчет и изготовление переходного трансформатора U с коэффициентом преобразования сопротивлений 1:4 можно производить на основе рис. 3 11;
ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - до десяти октав. Усилители этого типа отличаются исключительно высокой стабильностью электрических параметров.
Для некоторых применений рассмотренных усилителей (особенно при их работе на фильтр ПЧ) может оказаться явно недостаточной величина развязки между входом и выходом; для обеих структур в силу наличия ООС значение параметра Ах, как правило, лишь ненамного превышает 2 дБ. Этот недостаток можно устранить путем последовательного соединения нескольких каскадов с результирующим очень большим коэффициентом усиления по мощности и установки в узлах сопряжения модулей соответствующим образом рассчитанных аттенюаторов. Эффективное значение Ах » 10 дБ обычно является вполне достаточным.
3.3. ВЧ-селекторы
Селекция ВЧ-сигналов обычно осуществляется с помощью LC-фильтров нижних и верхних частот (ФНЧ и ФВЧ соответственно) и полосовых LC-фильтров (ПФ). Ниже они представлены наиболее широко используемыми фильтрами Баттерворта, Чебышева и эллиптическими фильтрами.
Для общего ознакомления с этими типами фильтров обратимся к рис. 3.12.
Точкой “отсчета”, относительно которой рассматриваются параметры фильтров (в равной мере пригодные для описания ФНЧ, ФВЧ и ПФ), является точка нормированной расстройки W = 1, соответствующая частоте среза fc в случае ФНЧ и ФВЧ, а также нижней или верхней граничным частотам fcl и fc2 в случае ПФ. Полоса пропускания фильтра определяется условием W < 1, полоса задерживания-условием W > 1. Расстройка W = 0 соответствует нулевой частоте в случае ФНЧ, бесконечно большой частоте в случае ФВЧ и частоте fmR = (fclfC2)1/2 в случае ПФ. Значение W = .W выделяет частоту fs в области задерживания эллиптического фильтра, соответствующую требуемому минимальному затуханию As в глубине полосы. Параметр Ар характеризует неравномерность (пульсации) затухания в полосе пропускания фильтра.
Рис. 3.13 дает представление о частотной избирательности различных фильтров в зависимости от их типа и порядка (n).
По оси абсцисс отложена расстройка W (в полосе задерживания), нормированная на частоту fc, причем значения W показывают, во сколько раз соответствующая частота больше fc (для ФНЧ) или меньше fc (для ФВЧ). В первом случае частота изменяется прямо пропорционально, во втором - обратно пропорционально W .
На рис. 3.14 показана схемная реализация ФВЧ и ФНЧ Баттерворта и Чебышева.
Рассчитанные номиналы элементов этих фильтров для n = 3,5,7 и 9(n - нечетное) и fc = 1 МГц приведены в табл. 3.1.
Значения емкостей и индуктивностей для любой другой частоты fc(fcx) получаются путем масштабирования табличных значений по формулам, указанным в нижней части рис. 3.14.
Аналогичный подход используется и для эллиптических ФНЧ и ФВЧ, структуры которых приведены на рис. 3.15, а номиналы элементов для n = 5 и 7 и fс=1 МГц - в табл. 3.2; в этой таблице дополнительно указаны значения параметров As и fs, а также значения частоты в двух (для n = 5) или трех (для n = 7) точках с бесконечно большим затуханием (называемых полюсами затухания).
Схемы двух полосовых фильтров третьего порядка П-образной и Т-образной конфигураций представлены на рис. 3.16.
Номиналы их элементов для баттервортовской и чебышевской характеристик в расчете на fmg = 1 МГц при различных значениях выраженной в процентах относительной ширины полосы пропускания Вр = fcl.. .fc2 приведены в табл. 3.3 (П-образные фильтры) и табл. 3.4 (Т-образные фильтры); промежуточные значения (по Вр) можно получить путем интерполяции.
Полосовые фильтры с Вр < 10% в силу неидеальности конструктивных элементов можно реализовать только в виде фильтров с баттервортовской характеристикой. Избирательность Т-образных полосовых фильтров ограничена величиной Вр ? 20% вследствие зависимости от Вp значений распределенной индуктивности и результирующей добротности катушек. Для построения полосовых фильтров с Вр > 60% лучше всего использовать каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ; структуры с n = 5 обеспечивают уже достаточно хорошую крутизну спада характеристики фильтра вне полосы пропускания.
Следует всегда стремиться к использованию самых высококачественных конструктивных элементов. Правда, особого внимания, как правило, требуют лишь катушки. Рекомендуемые к применению кольцевые сердечники типа Т-50-хх и Т-68-хх из оптимального по частотным свойствам карбонильного железа обеспечивают добротности Q > 180 и Q > 240 соответственно. При этом величина Ai для ФНЧ и ФВЧ составляет около 0,3 дБ на индуктивность. Для полосового фильтра третьего порядка с Вр ? 15% и Q ? 180 получаются те же значения; в области Вр < 15% и при требуемом Q > 200 величина Ai непрерывно возрастает (приблизительно до 3 дБ при Вр » 5%). В этом отношении фильтры Баттерворта несколько предпочтительнее фильтров Чебышева; что касается фактора эффективности Ap/As, то здесь ситуация обратная.
Не рекомендуется применять дисковые керамические конденсаторы, поскольку, как показывает опыт, они могут вызывать интермодуляционные искажения и ухудшать тем самым избирательность фильтров; к этому наиболее чувствительны полосовые фильтры с малым Вр. В многослойных и трубчатых керамических конденсаторах эти эффекты не наблюдаются, равно как и в пленочных конденсаторах. На отсутствие интермодуляционных искажений необходимо проверить и ферритовые сердечники катушек; при оптимальной конструкции полосового фильтра в критической области малых значений Вр “ 10%) еще вполне достижимое значение IР3 = + (30.. .40) дБ при введении феррита иногда просто “катастрофически” падает до значений < + 10 дБ.
